Способы повышения энергетических показателей ЭПС с АТД

Электроподвижной состав железных дорог имеет только многодвигательный тяговый привод и, следовательно, может иметь несколько параллельных цепей нагрузки, подключенных к источнику питания (контактной сети).

Существует большое многообразие схем включения как входных и выходных преобразователей, так и тяговых двигателей. Схема включения входных и выходных преобразователей оказывает существенное влияние на параметры промежуточных звеньев (особенно фильтров), что отражается на энергетических показателях ЭПС и мешающем влиянии на смежные устройства СЦБ и связи.

Как отмечалось в параграфе 4.1, на ЭПС постоянного тока в качестве входного преобразователя может быть применен тиристорный прерыватель ТП или автономный инвертор с ШИМ.

Схемы включения тиристорных прерывателей представлены на рис. 4.12. Если рассматривать электропривод состоящим из л_д параллельно включенных ТП с индивидуальными системами регулирования, то тяговый привод будет представлять собой многодвигательную систему с числом параллельных цепей нагрузки л_д. В этом случае работа системы преобразователей может быть синхронизирована так, чтобы пульсации тока в контактной сети КС снижались.

Синхронизация работы обеспечивается тем, что моменты включения и выключения параллельно работающих ТП сдвинуты относительно друг друга на время 77л _д, где Т - период импульсного цикла.

В случае применения структурных схем, показанных на рнс. 4.13, б, в, н синхронизации работы двух прерывателей частота пульсаций тока в контактной сети составит 2/, где 1 - частота работы одного ТП. При синхронизации всех параллельно работающих ТП частота пульсаций тока в контактной сети составит 2/л_д.

На ЭПС переменного тока также применяется параллельное включение входных и выходных преобразователей (см. с. 283). Но определяющим фактором для повышения энергетических показателей является тип входного преобразователя.

Рис. 4.12. Структурные схемы включения тиристорных прерывателей:

КС - контактная сеть; ¦ - фильтр; ГЯ - тиристорный прерыватель

Выше было отмечено, что для повышения коэффициента мощности ЭПС, где используют управляемые или диодно-тиристорные выпрямительные установки с естественной коммутацией тиристоров, применяют многозонное регулирование. Это вызывает необходимость увеличения числа выводов трансформатора.

Для повышения энергетических показателей при сокращенном числе зон применяют выпрямительные установки с искусственной коммутацией. Существует многообразие схемных решений таких установок.

Рассмотрим возможные перспективные варианты схем однофазных выпрямителей с искусственной коммутацией, позволяющие получить высокие энергетические показатели. Наиболее простой является схема с одним контуром принудительной коммутации (рис.4.13, а), имеющая дополнительно к главным цепям один конденсатор С_к и два коммутирующих тиристора KS3, VS4. Допустим, что в один из полу-периодов напряжения контактной сети работали диод VD1 и тиристор KS2, а положительный потенциал был на той обкладке конденсатора С_к, которая присоединена к средней точке тиристоров VS1, VS2. Если в какой-нибудь момент времени необходимо выключить тиристор KS2, то управляющий импульс подается на коммутирующий тиристор VS4. Коммутирующий конденсатор оказывается присоединенным накоротко своими обкладками к тиристору VS2 и почти мгно-

Рис. 4.13. Схемы однофазных управляемых выпрямительных установок с искусственной коммутацией

венно выключает его, а перезаряд конденсатора С_к осуществляется по контуру: источник питания - УЬі - нагрузка - У $4.

Недостаток данной схемы заключается в несколько ограниченном диапазоне регулирования времени выключения коммутирующего тиристора, так как напряжение на конденсаторе С„, а следовательно, и время выключения тиристора УЭ2 зависят не только от момента подачи управляющего импульса на коммутирующий тиристор, а также от параметров цепи нагрузки. При этом в режимах, близких к холостому ходу, возникают трудности при перезарядке конденсатора С_к.

В однофазном выпрямителе с двумя коммутирующими конденсаторами С_К1 и С_к2 (рис. 4.13, б) в начале полупериода при положительной полуволне напряжения источника питания через зарядный диод УйЗ заряжается коммутирующий конденсатор С_к1. После подачи управляющего импульса на тиристор УБ2 напряжение прикладывается к нагрузке. В момент ш1 = л - а подается импульс на коммутирующий тиристор УЭ4 и конденсатор С_к2 оказывается включенным параллельно тиристору У52. Напряжение на конденсаторе С_к2 имеет полярность, противоположную направлению проводимости тиристора УЭ2. Поэтому тиристор УБ2 выключается, а конденсатор С_к2 перезаряжается по контуру: источник питания - Уй1 - нагрузка - У54.

В интервале принудительной коммутации к нагрузке и полупроводниковым элементам прикладывается напряжение, равное сумме мгновенных значений ЭДС источника питания и напряжения на обкладках коммутирующего конденсатора, что необходимо учитывать при выборе класса силовых полупроводниковых приборов.

На рис. 4.13, в дана схема однофазной выпрямительной установки с одним коммутирующим конденсатором С„ и двумя парами силовых диодов Уйі, УИ2, УйЗ, У04. Работает установка аналогично предыдущей, но здесь коммутирующий конденсатор перезаряжается током нагрузки.

На рис. 4.13, г приведена схема, в которой предусмотрена возможность реализации искусственной коммутации силовых тиристоров несколько раз за один полупериод приложенного напряжения.

Рассмотрим возможности регулирования выпрямленного напряжения, а также определим наиболее целесообразный способ подачи включающих и выключающих импульсов системы управления на тиристоры однозонного выпрямителя (рис. 4.14, а).

В первом способе регулирования (рис. 4.14, б) управляющие импульсы на очередную пару тиристоров (плечи 1 - 4) подают в момент появления на их анодах положительных потенциалов, а снятие напряжения с нагрузки осуществляется с некоторой задержкой в момент времени <а( = а. Данный способ регулирования напряжения целесообразно оценить по емкостному эффекту в питающей сети, когда основная гармоника тока опережает по фазе напряжение сети. Такой способ регулирования может осуществляться с целью повышения коэффициента мощности на входе параллельно работающих обычных диодно-тиристорных выпрямительных установок. Опреде

ленный интерес представляет второй способ регулирования, при котором напряжение регулируют с начале и конце одного из полупе-рйодов работы выпрямительной установки (рис. 4.14, в).

В третьем случае широтно-импульсное регулирование напряжения осуществляется симметрично в обе стороны от максимума с общей длительностью импульса я - 2а (рис. 4.14, г). Параметры элементов силовой цепи выпрямителей с искусственной коммутацией будут зависеть от конфигурации силовых цепей.

Наиболее совершенными являются выпрямители с двумя независимыми коммутирующими контурами (см. рис. 4.13, б), в которых перезаряд коммутирующих конденсаторов осуществляется через ограничительный дроссель Ь _к и практически не зависит от нагрузки. Однако, как будет показано, симметричное регулирование выпрямленного напряжения от максимума кривой приложенного напряжения контактной сети (см. рис. 4.14, г) является наиболее целесообразным, так как получаем повышенные значения энергетических показателей.

Рис. 4.14. Схема регулирования напряжения (а) и возможные варианты подачи включающих и выключающих импульсов на диоды и тиристоры однозонного выпрямителя (б-г)

Рис. 4.15. Схема однозониой управляемой выпрямительной установки (а) и диаграммы напряжения и токов на ее элементах (б)

Поэтому в схеме рис. 4.13, б принят указанный способ регулирования; на рис. 4.15, б приведены диаграммы токов и напряжений на элементах схемы.

Определение числа последовательно соединенных полупроводниковых приборов в плече моста осуществляется по уравнению (4.10) при условии, что в интервале принудительной коммутации к нагрузке и полупроводниковым элементам прикладывается напряжение, равное сумме мгновенных значений ЭДС источника питания и напряжения на обкладках коммутирующих конденсаторов.

При известных параметрах тяговой нагрузки (ее мощности, расчетном напряжении и токе) можно определить параметры элементов силовой цепи и вторичной обмотки трансформатора. Пусть в расчетном режиме нагрузка характеризуется выпрямленным напряжением {/„р и током 1_ЛР. Среднее значение выпрямленного напряжения

Зная средние токи диодов и тиристоров, по уравнению (4.11) определяют число их параллельных ветвей в плече.

Максимальные значения прямого и обратного напряжений, прикладываемых к силовым и коммутирующим диодам и тиристорам, будут отличаться в момент включения полупроводниковых приборов, когда угол регулирования а близок к своему предельному значению, равному 90°. Поэтому прямое и обратное повторяющиеся напряжения иа полупроводниковых приборах можно ориентировочно определить по соотношению и_пр = и_об1, « и_Ск + У2і/₂ = 2У2Ц₂.

Ток, протекающий через конденсатор, «с =

Учитывая, что в течение короткого промежутка времени, необходимого для выключения тиристоров, перезаряд конденсатора осуществляется через нагрузку, обладающую большой индуктивностью, можно полагать, что ток перезаряда постоянен и равен току нагрузки. Напряжение на коммутирующем конденсаторе за указанный промежуток времени должно сохранить свое положительное значение. Отсюда емкость коммутирующего конденсатора С_к=^іс = /</_р---.

^А“с У51/,

Разряд коммутирующего конденсатора до нуля осуществляется током нагрузки за время, необходимое для выключения тиристора; перезаряд его до противоположного знака - за то же время. Отсюда можно определить среднее значение тока коммутирующих тиристоров УЭЗ, УБ4:

где tq - время выключения силового тиристора; Т - период работы установки.

По полученному значению среднего тока, используя уравнение (4.11), находят число параллельных ветвей цепи коммутирующих тиристоров.

Среднее значение токов зарядных диодов УйЗ и УИ4 за период работы определяют исходя из известного количества электричества, необходимого для перезаряда коммутирующего конденсатора;

По этому значению тока определяют необходимое число параллельных ветвей цепи зарядных диодов.

Рассмотрим энергетические показатели однофазных выпрямительных установок с искусственной коммутацией при различных законах регулирования выпрямленного напряжения (см. рис. 4.14).

Среднее значение выпрямленного напряжения при регулировании от начала кривой питающего напряжения с длительностью импульса выходного напряжения а (см. рис. 4.14, б)

Второй способ регулирования заключается в изменении продолжи* тельности проводящего состояния а в обе стороны от положения, когда кривая напряжения проходит через нуль (см. рис. 4.14, в). Среднее значение выпрямленного напряжения при симметричном регулировании с обеих сторон

В третьем случае широтно-импульсное регулирование напряжения осуществляется симметрично в обе стороны от максимума кривой приложенного напряжения с общей длительностью импульса л - 2а (см. рис. 4.14, г). Среднее значение выпрямленного напряжения

Отсюда cos q)_t = /1 _>4,//_х = 1; Km=vcos<p₁ = v = 2 V² coso/Vn(n-a).

Характеристики K_M (U_dJU_do) Для рассмотренных способов регулирования приведены на рис. 4.16. Из анализа полученных зависимостей видно, что последний способ регулирования выходного напряжения позволяет получить при однозонном регулировании наиболее высокие значения коэффициента мощности. Однако в пусковых режимах коэффициент мощности (кривая 5) имеет низкие значения. Поэтому и в данном случае применяют схемы выпрямления с многозонным регулированием.

На рис. 4.17 приведены схема и временное диаграммы напряжения и токов двухзонного выпрямителя с искусственной коммутацией. Считаем, что на т-й зоне регулирование выпрямленного напряжения одного из мостов осуществляется в соответствии с диаграммой, показанной на рис. 4.14, г. В этом случае при многозонном регулировании формы напряжения, приложенного к нагрузке, и тока питающей сети будут соответствовать кривым, представленным на рис. 4.17, б, в.

Выпрямленное напряжение на т-й зоне

Рис. 4.16. Характеристики КЛи_Ла!и_Л0) при разных способах управления выпрямительной установкой:

1 - фазовое регулирование напряжения: 2 - диодно-тиристорный выпри митель; 3, 4. 5 - регулирование соответственно от начала, от обоих концов периода и от максимума напряжения

Рис. 4.17. Схема двухзоиной управляемой выпрямительной установки с искусственной коммутацией (а), временные диаграммы напряжений (б) и токов (в)

Для определения формы тока кривой питающей сети примем, что трансформатор идеальный, а числа витков подключенной и подключаемой секций обмотки низшего напряжения трансформатора равны. В этом случае коэффициент трансформации К_т = хі)_хІхи_г = V/_ь где {&і и ш₂ - числа витков обмотки высшего напряжения и подключаемой секции обмотки низшего напряжения трансформатора соответственно.

На основании равенства МДС в идеальном трансформаторе при т подключенных обмотках низшего напряжения имеем

На основании полученных уравнений построены зависимости К_м {и_аа1и_ао) (рис. 4.18), которые показывают, что с ростом напряжения коэффициент мощности при одно- и двухзонном регулировании напряжения в выпрямительных установках с искусственной коммутацией не уступает по значению коэффициенту мощности обычных управляемых выпрямительных установок с многозонным регулированием, а в зоне номинальных и повышенных нагрузок превышает его.

Для снижения длительности коммутационных процессов и снижения уровня гармонических составляющих тока в контактной сети ВНИИЖТом предложена система импульсного регулирования 1211. в которой включение и выключение выпрямительной установки осуществляются вследствие колебательного процесса в контуре, образованном входным конденсатором С и реактором /, со стороны обмотки низшего напряжения трансформатора. В силовой цепи преобразователя этой системы - система РИФ (рис. 4.19, а)-от секции обмотки низшего напряжения трансформатора получают питание две группы нагрузок 1 и 2, каждая от своего выпрямительного моста. Плечи УБ1 и выпрямительных мостов снабжены устройствами принудительной коммутации, которые на схеме не показаны. В начале полупериода напряжения сети группы нагрузок 1 и 2 отключены от питающей сети, а их токи проводят диоды КО1 и УИ2 первого моста, УЭЗ и У04 второго. Входной конденсатор заряжен до напряже-

Рис. 4.18. Характеристики К_ы(и_аа1 /Udo) при обычном миогозоииом регулировании (сплошная линия) и при импульсном одно- и двухзониом регулировании (штриховая линия)

Рис. 4.19. Упрощенная схема силовой цепи преобразователя системы РИФ (а), временные диаграммы напряжения и токов (б)

ния обмотки низшего напряжения трансформатора, ток питания обусловлен током принужденного режима (рис. 4.19, б).

В момент когда со1 = а н напряжение на верхнем зажиме обмотки низшего напряжения трансформатора положительно, подается управляющий импульс на тиристор УБ1 первого моста. Входной конденсатор С мгновенно воспринимает нагрузку первого выпрямительного моста, и начинается его разряд. Одновременно начинает нарастать ток обмотки низшего напряжения трансформатора. Если пренебречь током принужденного режима, то сумма тока обмотки низшего напряжения трансформатора і н входного конденсатора /с постоянна и равна постоянному току первого выпрямительного моста: іс + і = Ас/2.

При снижении напряжения на конденсаторе до минимального значения ток разряда конденсатора становится равным нулю, и с этого момента источник питания не только воспринимает всю нагрузку, но и начинает вновь заряжать конденсатор. К моменту заряда конденсатора до напряжения питающей сети его ток становится равным 0,5 1_а. В этом случае при включении тиристора вступает в работу второй выпрямительный мост, воспринимая ток входного конденсатора на себя и обеспечивая тем самым плавное завершение коммутации без воздействия на питающую сеть. Аналогичным образом осуществляется принудительная коммутация токов в конце полупериода напряжения сети. Отличие заключается в том, что при отключении нагрузки ее ток воспринимает входной конденсатор и поэтому происходит не разряд его и соответствующее этому снижение напряжения на нем, а заряд конденсатора и повышение напряжения на нем на значение, превышающее мгновенное значение напряжения сети.

Емкость входного конденсатора можно определить, задавшись частотой собственных колебаний входного контура выпрямителя со_х = = 11]1 АС. Кратность частоты собственных колебаний входного контура по отношению к частоте питающей сети со принимается равной 12- 15 [231.

Высокими энергетическими показателями обладает четырехквадрантный преобразователь 4ф-5 [22] фирмы ВВС (рис. 4.20), в котором плечи 1 - Уй4 - диоды, а плечи УБІ - У34 - тиристоры с устройствами принудительной коммутации. Принцип действия преобразователя иллюстрирует рис. 4.21. Вследствие циклических переключений переключателя 5 формируется синусоидальный ток источника питания і₂. При этом ток, поступающий на вход выпрямителя, фирмы ВВС

Рис. 4.20. Принципиальная схема четырехквадрантиого преобразователя 4ф-5

В идеальном случае, когда несущая (тактовая) частота /_т ключа 5 весьма высока (/_т -> оо), а индуктивностью сетевого реактора пренебрегаем, в токе сети отсутствуют гармоники 3, 5, 7, .., а в выпрямленном токе - гармоники 4, 6, 8, ... .Через резонасный фильтр 1~2-С2 замыкается вторая гармоника тока <; постоянная составляющая тока поступает в нагрузку.

Но при наличии индуктивности реактора которая необходима для ограничения возрастания тока сети в процессе работы ключа 5, формирование тока 1 происходит со сдвигом по фазе, в связи с чем в некоторых временных интервалах направление тока не соответствует полярности приложенного напряжения. Кроме того, частота /_т не может быть бесконечно большой, так как некоторые свойства полупроводниковых приборов (например, время выключения тиристоров) ограничивают ее.

При этом выходной ток ( и входное напряжение формируются в виде заданной последовательности импульсов конечной длины. В результате такой импульсной модуляции в токе I и выпрямленном напряжении иа появляются высшие гармонические составляющие, сглаживаемые конденсатором С_ф промежуточного звена.

Рис. 4.21. Упрошенная схема преобразователя 4?-5

Импульсной модуляцией ВЫХОДНОЙ ТОК 1 и входное напряжение формируются в виде заданных последовательных импульсов конечной длины (рис. 4.22).

Для выявления моментов переключения используют релейную систему (двухпозицнонный релейный регулятор). Изменяя фазу задания тока, можно обеспечить любую фазу потребляемого тока относительно входного напряжения, т. е. генерацию или потребление реактивной мощности.

Преобразователь 4^-5 можно представить в виде схемы замещения, которая содержит два ключа (рис. 4.23). Каждый ключ реализуется двумя диодами и двумя тиристорами. Состояние ключей Кл и Кв в разных интервалах времени (см. рис. 4.22) следующее (см. рис. 4.23):

После интервала VIII состояние ключей повторяется.

Рис. 4.22. Диаграммы напряжений, тока (а) и алгоритм переключения полупроводниковых приборов (б) преобразователя 4ф-5

Для выбора параметров преобразователя 4^-5 воспользуемся векторной диаграммой сетевой стороны (рнс. 4.24).

Ток и напряжение на сетевой стороне и в промежуточном звене выпрямленного напряжения можно разложить на составляющие, которые вызываются либо сетевым напряжением, либо напряжением преобразователя.

Рассмотрим сначала только те составляющие основной гармоники (обозначения с индексом 1), которые вызываются сетевым напряжением.

Основная гармоника сетевого тока где /_1)а - амплитудное значение основной гармоники сетевого тока.

Для протекания такого тока необходимо иметь на сетевых зажимах преобразователя основную гармонику напряжения где и_а ,_а ^и^Ктлх', /Стах “ ^Ттах^т - ^{максимальиый} коэффициент модуляции; Ттах - максимальная ширина импульса; Т_ч - 1//_Т - период несущей (тактовой) частоты; /_т ^200 Гц; ф - угол сдвига между напряжением иа входе выпрямителя н питающим напряжением, который принимается в пределах 20-25°.

Минимальная ширина импульса где и - паспортное время включения тиристора; Т₀~ 2я~^ 1,_КС_К - период колебаний контура коммутации без учета влияния активных сопротивлений.

Максимальная ширина импульса т_та1 = Т_т - х_т1п.

где V - коэффициент искажения тока, который может быть близким к единице.

Коэффициент мощности можно дополнительно увеличить, использовав параллельное питание промежуточного звена от двух преобразователей 4^-5 со сдвинутыми периодами модуляции.

Расчетный ток диода

Недостатком преобразователей такого типа является необходимость использования при частоте питающего тока /_с = 50 Гц тиристоров с повышенным быстродействием.

5. ВЫХОДНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ НА ОСНОВЕ АВТОНОМНЫХ ИНВЕРТОРОВ НАПРЯЖЕНИЯ